Проектирование модуля АФАР осковский государственный ордена ленина И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ авиационный институт имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ (технический университет) факультет радиоэлектроники ла Кафедра 406 расчетно-пояснительная записка к курсовому проекту по дисциплине «радиопередающие устройства» Выполнил: Г. В. СУВОРОВ, гр. 04-517 Преподаватель: е. м. добычина москва 1997 МОСКОВСКИЙ ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ Факультет радиоэлектроники ЛА (№ 4) Кафедра 406 ЗАДАНИЕ № 24 На курсовой проект по РАДИОПЕРЕДАЮЩИМ УСТРОЙСТВАМ студенту Суворову Г. В. учебной группы 04-517. Выдано 13 октября 1997 г. Срок защиты проекта 22 декабря 1997 г. Тема проекта: Модуль АФАР Исходные данные: 1. Назначение передатчика — передающий модуль; 2. Мощность: Pвых=0,5 Вт; Pвх20 мВт. 3. Диапазон частот: fвых=0,5 ГГц; fвх=0,25 ГГц. 4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал. 5. Место установки — борт ЛА. 6. Rнапр=50 Ом. Руководитель проекта: Е. М. Добычина СОДЕРЖАНИЕ 1. Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 2. расчет Структурной схемы модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .5 3. Методики расчета каскадов модуля . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6 3.1. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ усилителя мощности . . . . . . . . . . .6 3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты . . . . . . . . . . 11 4. Результаты расчетов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 4.1. Расчет усилителя мощности. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .14 4.1.1. Расчет режима работы активного прибора (транзистора) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 4.1.2. Расчет элементов принципиальной схемы усилителя мощности . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 4.2. Расчет умножителя частоты . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 4.2.1. Расчет режима работы активного прибора (транзистора) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 4.2.2. Расчет элементов принципиальной схемы умножителя частоты . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 4.3. Расчет согласующих цепей . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 4.3.1. Расчет входной согласующей Г-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .19 4.3.2. Расчет межкаскадной согласующей Г-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .19 4.3.3. Расчет выходной согласующей П-цепи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .20 5. конструкция модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21 5.1. Выбор элементной базы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .21 5.2. Выбор типоразмера печатной платы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 5.3. Технология изготовления печатной платы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 5.4. Конструкция корпуса модуля АФАР . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 Приложение 1 Литература 1. Введение На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты. В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне. В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1. В ведение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть. Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы Pвых, fвых, fвх, а также значение Pвх. В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов. 2.  расчет Структурной схемы модуля АФАР Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2. Имея заданную выходную мощность Pвых, зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1 = ηк СЦ2 = ηк СЦ3 = ηк СЦ = 0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты: . З ная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.). В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности KУЧ=9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (Pвых СЦ2): . Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ2 Pвх СЦ2, равная мощности на выходе усилителя мощности Pвых УМ, равна: . Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (Pвых УМ) и зная его рабочую частоту f=0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления KУМ позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1: . Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ = 0,9, то мощность на входе СЦ1 Pвх СЦ1 равна: , что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху. 3. Методики расчета каскадов модуля 3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВЧ УСИЛИТЕЛЯ мощности Рассматриваемая методика может быть использована для расче­та режима мощного транзистора усилителя, работающего на частотах порядка сотен мегагерц, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях частоты 1… 3 ГГц погрешность расчета возрастает из-за использования упро­щенной эквивалентной схемы транзистора и недостаточной точности при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказы­вать сильное влияние даже сравнительно небольшой разброс значе­ний индуктивностей выводов и емкостей корпуса, а также многочис­ленные паразитные связи в конструкции транзистора. Эти обстоя­тельства ограничивают верхний частотный предел применимости рас­сматриваемой методики. В методике расчета используется эквивалентная схема, дополненная некоторыми элементами, су­щественными для диапазона СВЧ. Параметры эквивалентной схе­мы транзистора зависят от протекающих токов и приложенных напря­жений. Однако обычно считают, что в выбранном режиме транзистора параметры схемы будут постоянными в пределах каждой области рабо­ты: рабочей области (К — замкнут) и области отсечки (К — разомк­нут). Параметры эквивалентной схемы приводятся в справочных дан­ных, а наименования их даны в разделе «Обозна­чения» пособия [1]. Некоторые параметры, которые отсутст­вуют в справочниках, можно оценить по формулам: Сд=Сэ+Сдиф; Ск=Ска+Скп; ; τк=rб Ска; ; ; ; . При усреднении Sп ток iк рекомендуется принять равным поло­вине высоты импульса коллекторного тока iк max или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5iк max. Емкость Ск определяют при выбранном напряжении Uк0. На часто­тах сопротивление r слабо шунтирует емкости и им можно пренебречь. Неравенство определяет нижнюю час­тотную границу проводимого анализа. При расчете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзисторов оказывается близ­ким к гармоническому за счет подавления высших гармоник индуктив­ностью входного электрода. Форма коллекторного напряжения прини­мается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не содержат высших гармоник и экви­валентный генератор тока Sп (Uп-U') нагружен на диссипативное сопротив­ление. Расчет производим для граничного режима работы транзис­тора. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через Lэ и . Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений пер­вой гармоники Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные ме­ры, например, включение rдоп в цепь эмиттера или нейтрализацию Lб включением емкости в базовую цепь. Можно исполь­зовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель по­строен по балансной схеме. Сопротивление rвх1 с рос­том мощности уменьшается (до долей ом), xвх1 вблизи верхней частот­ной границы имеет индуктивный характер из-за Lб и Lэ и значитель­но больше rвх1. Коэффициент усиления обратно пропорционален квад­рату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f ' имеет коэффициент усиления , то на не­которой, более низкой рабочей частоте f, его коэффициент усиле­ния можно оценить примерно как , т. е. если , то Kр будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая часто­та fв не превышает fгр. Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности Pвых1 на рабочей частоте f, определяют схему включения транзистора, поль­зуясь справочными данными тран­зис­то­ра. Часто схема включения тран­зистора определяется его конструкцией, в которой с корпусом соеди­няется один из электродов (эмиттер, база). При выборе типа тран­зистора можно ориентироваться на данные экспериментального типо­вого режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощ­ность не менее , ука­зан­ной в справочнике. Силь­ное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усили­тельных свойств. Интервал частот fв… fн включает и для схемы ОЭ. Применение транзистора, имеющего fн выше рабочей, позволяет полу­чить более высокое усиление, но при этом увеличивается вероят­ность самовозбуждения усилителя и понижается его надежность. Схема ОБ характерна для транзисторов, работающих на f >1 ГГц. Транзисторы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшения Lэ), следует включать по схеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной схемы можно использовать следующие данные:  нГн (для OЭ Lобщ=Lэ), Lк и входного вывода — в не­сколько раз больше. , , . Параметр h21э в расчетах не критичен, для приборов на основе кремния, , где Pвых1 и Uк0 соответствуют рабочему режиму (например, экспериментальные данные). Если требуемая мощ­ность Pвых1 близка к той, которую может отдать транзистор, то Uк0 берется стандартным. При недоиспользовании транзистора по мощнос­ти целесообразно снижать Uк0, для повышения надежности. Например, если требуемая Pвых1 на 30-40% меньше (мощности в типовом режи­ме), то Uк0 можно уменьшить на 20-30% по сравнению со стан­дартным. Однако при снижении Uк0 вдвое по сравнению со стандарт­ным частота fгр уменьшается на 5… 15%, а емкость Ск увеличивает­ся на 20... 25%. Напряжение смещения Uб0 часто выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором соотноше­ние между Pвых1, ηэ, Kр близко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутствует цепь смещения, что упрощает схему усилителя и не требует затрат мощности на осуществление смещения. В отно­шении Sгр надо иметь в виду, что перед расчетом ее следует уточ­нить, используя условие (для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8). При этом Pвых1 и Uк0 берутся для выбранного транзистора. При невыполнении этого условия можно несколько увеличить Sгр (на 10… 15%). Предлагаемая методика расчета исходит не из Pвых1, а из мощности Рг, развиваемой эквивалентным генератором тока iг. Мощность Рг в схеме ОЭ следует взять на 10 20% меньше, чем требуемая Pвых1, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f>frp в схеме ОБ Рг берется на 25... 50% выше Pвых1, на frp эта доля меньше. К начальным параметрам расчета относится температура корпуса транзистора. Ее можно задать как Тк=Тс+(10… 20) °С с учетом перегрева радиатора относительно окружающей среды. Если после проведения расчета на значения , f ' в типовом режиме Kр отличается от справочного значения не более, чем на , то можно считать, что параметры эквивалентной схемы, принятые в расчете, оценены правильно. Если модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкости Сэ занижено. Для удобства расчета исходные данные целесообразно свес­ти в таблицу в следующем порядке: Pвых1, Bт; Pг, Bт; f, МГц; fгр, МГц; Uкэ доп, В; Uкб доп, В; Uбэ доп, В; U', В; Uв0, В; Uк0, В; Sгр, А/В; Rпк, °С/Вт; Тп, °С; Тк, °С; h21э; Cк, пФ; Cкп, пФ; Cэ, пФ; rб, Ом; rэ, Ом; rк, Ом; Lб, нГн; Lк, нГн; Lэ, нГн; Pк доп, Вт. Приводимый ниже порядок расчета граничного режима работы при Uв0=0 может быть использован для включения транзистора как по схеме ОЭ, так и по схеме ОБ. Там, где формулы расчета для схем ОЭ и ОБ отличаются, будет сделана пометка «ОЭ» или «ОБ». Все расчеты проводятся в системе СИ. 1. Напряженность ξгр режима: . 2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалент­ного генератора: . 3. Пиковое напряжение на коллекторе: Uк пик = Uк0+Uг1кэ доп. При невыполнении неравенства следует изменить режим или вы­брать другой тип транзистора. 4. Параметры транзистора: ; ; . 5. Находим значения параметров А и В: , , где . С помощью графика A(γ1) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1(θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1(θ) опреде­ляем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g1(θ). 6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере . З атем в пп. 7… 22 рассчитываются комплексные амплитуды токов и напряжений на элементах эквивалентных схем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и . Рис. 4. Зависимость параметра A от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1(θ) 7.  , где . 8.  . 9.  . 10.  . 11.  . 12.  . 13.  . 14.  . 15.  . 16.  . 17.  . 18.  . 19.  . 20.  . 21.  . 22.  . 23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление транзистора для первой гармоники тока: ; 24. Мощность возбуждения и мощность, отдаваемая в нагрузку: для схемы ОЭ ; Если Pвых1 будет отличаться от заданной более чем на ±20%, расчет следует провести заново, скорректировав значение Pг. 25. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, и электронный КПД соответст­венно: ; ; . 26. Коэффициент усиления по мощности, мощность, рассеивае­мая транзистором и допустимая мощность рассеяния при данной тем­пературе корпуса транзистора: ; ; . Можно принять значение Тп max=Tп, где Tп — допустимое значе­ние, взятое из справочных данных. Следует убедиться, что . 27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзистора , где для схемы ОЭ. Данный расчет исходил из нулевого смещения на входном электроде транзистора. В ряде случаев этот режим может быть не опти­мальным и желательно вести расчет на заданный угол отсечки (на­пример в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол от­сечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1] находят коэффициент α1(θ) и определяют . Затем в п. 5 находят напряжение смещения Uв0 из соотношения , где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1. Если напряжение смещения должно быть запирающим, то можно применить автосмещение, включив сопротивление , забло­кированное конденсатором. При отпирающем смещении требуется до­полнительный источник напряжения. 3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты В промежуточных каскадах радиопередающих устройств СВЧ при­меняют умножители частоты о выходной мощностью до сотен милли­ватт. Такие СВЧ-умножители являются уже мощными. Умножение часто­ты в них достигается выделением нужной n-й гармоники из импульса коллекторного тока. При расчете режима транзистора, работающего на частотах 108... 109 Гц (сотни МГц), используют кусочно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос­ти выводов транзистора, емкость закрытого эмиттерного перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзистор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается от генератора гармонического тока. Схема ОБ обеспечивает лучшие энергетические параметры мощного умножителя СВЧ, чем схема с общим эмиттером (ОЭ). В схеме ОЭ за счет обратной связи через емкость Ск импульс коллекторного тока деформируется и имеет малые коэффициент фор­мы gn(θ), а следовательно, и КПД, и мощность в нагрузке. Выходная мощность умножителя ограничена несколькими фактора­ми. К ним относятся предельно допустимые значения обратного на­пряжения на эмиттерном переходе Uбэ доп и мощности рассеяния, а также критический коллекторный ток Iкр1. При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение Uбэ пик увеличивается при уменьшении угла отсечки θ, что может ограничить мощность, отдаваемую умножителем частоты. При больших углах отсечки уменьшается КПД и растет рас­сеиваемая мощность Рк, что может привести к нереализуемости режи­ма транзистора. Если при оптимизации мощности умножителя частоты опираться только на ограничения по коллекторному току, считая максимальный iк max=Iкр, то оптимальным углом отсечки при n=2 оказывается θ=60°, а при n=3 — θ=40°. При этих углах отсечки КПД будет достаточно высоким, но надо не допустить пре­вышения Uбэ доп. Поэтому часто угол отсечки и для n=2, и n=3 выбирают равным θ=60°. Расчет режима транзистора ведут на заданную выходную мощ­ность транзистора Pвых n на рабочей частоте nf, определенную по вы­ходной мощности умножителя Pвых n и КПД его выходной согласующей цепи к вых: Рвых n=Рвых/к вых. Для расчета используем методику, которая имеет в своей основе следующие допущения: интервал рабочих частот соответствует неравенствам: , ; транзистор возбуждается от генератора гармонического тока; крутизна по переходу Sп считается вещественной; напряжение на коллекторе — гармоническое; схема включения транзистора — ОБ; влиянием индуктивности общего вывода транзистора Lб прене­брегают. Исходя из заданных Pвых n и nf по справочникам выбирается транзистор с учетом выполнения условий и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних часто­тах транзистора целесообразно выбирать транзистор с запасом по вы­ходной мощности Pвых n примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбран­ного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем поряд­ке: , Вт; , МГц; , В; Uкэ доп, В; Uбэ доп, В; , В; Iкр, А; Tп, °С; Sгр, А/В; fгр, МГц; Ск, пФ; rб, Ом; rэ, Ом; rк, Ом; Lб, нГн; Lэ, нГн; Lк, нГн. Напряжение питания Uк0 принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n=2 и n=3 θ=60°. По табл. 3.1 [1] определяют для выбранно­го θ коэффициенты α0, α1, α2, γ1, γn. Расчет ведут в следующем порядке (режим работы принимают граничным). 1. Сопротивление потерь коллектора в параллельном эквиваленте: . 2. Напряженность граничного режима , где . 3. Амплитуда напряжения и тока n-й гармоники, приведенные к эквивалентному генератору: ; . 4. Сопротивление коллекторной нагрузки: . 5. Амплитуда n-й гармоники, высота импульса тока эквива­лентного генератора, постоянная составляющая коллекторного тока соответственно: ; ; . Провести проверку выполнения условия . Если условие не выполняется, то следует сменить транзистор, так как из-за умень­шения частоты fгр нельзя получить заданную мощность. 6. Амплитуда тока возбуждения и коэффициент передачи по то­ку в схеме ОБ: , . 7. Пиковое обратное напряжение на эмиттере: . 8. Напряжение смещения: , где ; ; ; . 9. Диссипативная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора: ; . 10. Мощность источника питания, КПД: ; . 11. Коэффициент усиления по мощности: . 12. Мощность возбуждения: . 13. Мощность рассеяния: . 14. Диссипативная и реактивная составляющие сопротивления нагрузки, приведенной к внешнему выводу коллектора, в параллельном эквиваленте: ; . 4. Результаты расчетов 4.1. расчет усилителя мощности 4.1.1. расчет режима работы активного прибора (транзистора) Выбор транзистора, расчет его режима работы и энергетических параметров выполнен на